LA DESCRIZIONE DEL CIRCUITO
La prima cosa da fare in un circuito supereterodina multibanda consiste nel convertire l'intero spettro di interesse (da 0,5 a 30 MHz) in una frequenza intermedia molto più elevata che sia almeno 1 volta e mezza la più alta frequenza di utilizzo. (per noi sarebbe 45 MHz).

Sebbene i filtri SSB a banda stretta a 45 MHz siano disponibili, non hanno però una buona risposta oltre ad essere costosi e difficili da ottenere. Quindi, abbiamo scelto un filtro economico a 15 KHz, 2 poli a 45 MHz.
Per sintonizzare da 0 a 30 MHz, il primo oscillatore si sintonizza da 45 MHz a 75 Mhz. Di conseguenza, le IF immagine saranno da 90 MHz a 125 MHz. Queste sono facilmente rimosse da un filtro passa-basso a 4 sezioni nel front-end. Una prima frequenza intermedia più alta avrebbe potuto comportare un taglio dell'immagine ancora migliore.
Il secondo IF di 12 MHz permette di ottenere un filtro di larghezza di banda SSB ragionevole. Usiamo 8 cristalli a basso costo ben abbinati per ottenere un filtro molto lineare. Alcuni operatori CW potrebbero anche voler aggiungere un secondo filtro a banda stretta per lavorare in telegrafia e su questo argomento ritorneremo quando discuteremo della modalità CW.

Ecco lo schema a blocchi del μBITX:

FILTRO PASSA-BASSO a 30 MHz

Il front-end del ricevitore ha un filtro passa-basso da 0-30 MHz (mostrato nella parte più a sinistra nello schema a blocchi). Questo è un semplice filtro a quattro sezioni che è stato interessantemente descritto da Wes Hayward sul suo sito web (l'articolo originale che aveva informazioni molto utili sulla costruzione di filtri su PCB). Purtroppo non è più disponibile). Le quattro sezioni del filtraggio passa basso hanno un'adeguata attenuazione a 90 MHz e oltre.

1a CONVERSIONE

Il front-end del ricevitore ha un mixer a diodi doppiamente bilanciato senza preamplificatore. Un preamplificatore sarebbe stato necessario se il front-end avesse un filtro passa-banda più alto. Il filtro passa-basso ha una perdita di circa 1 dB, eliminando la necessità di essere seguito da un preamplificatore. La perdita del mixer a diodi è di altri 7 db. La cifra complessiva del rumore è approssimativamente di circa 13 dB. Un segnale 0.1 microV è chiaramente udibile.
Il mixer a diodi è un miscelatore doppiamente standard. Le versioni realizzate con 1N4148 e BAT54S (un componente molto economico e utile che ha due diodi abbinati in un singolo case SMD) funzionano altrettanto bene.
L'etichetta [CW_KEY] nello schema del circuito precedente fornisce l'operazione in CW. Ne parleremo più avanti in questo articolo.

Dovresti sapere del mixer front-end:
Un preamplificatore sarebbe stato necessario se il front-end avesse avuto un filtro passa-banda più alto. Il filtro passa-basso ha una perdita di circa 1 dB, eliminando la necessità di un preamplificatore per seguirlo. Il miscelatore a diodi è un miscelatore doppiamente bilanciato di serie. Versione costruita con 1N4148 e BAT54S. (Un componente molto economico e utile che ha due diodi corrispondenti in un unico pacchetto SMD) funziona altrettanto bene. Il mixer a diodi ha una polarizzazione DC che può essere sollevata per sbilanciarlo e consentire il funzionamento in CW (ne riparleremo più avanti).
Il mixer è alimentato dal clock n. 2 del Si5351 attraverso un pad di attenuazione. Il pad fornisce una corretta terminazione al Si5351 e un corretto drive ai diodi del mixer.
I mixer a diodi richiedono un SWR di 1:1 in tutte e tre le porte (RF, IF e l'azionamento dell'oscillatore). Un abbinamento errato dei diodi miscelatori può portare a un gran numero di risposte spurie. Per chi costruisce il μBITX da zero, si ricordi che i collegamenti dal Si5351 a questo mixer devono essere mantenuti molto brevi. Utilizzare fili lunghi porterà a raccogliere i segnali del clock n. 1 dal Si5351, che possono creare impulsi di trasmissione distanti 12 Mhz dalla frequenza portante.
Il mixer è seguito da un amplificatore post-mixer (etichettato come RX 1st AMP). Abbiamo utilizzato gli eccellenti amplificatori non terminati da terminazione (TIA) sviluppati da Wes Hayward e Bob Kopski (leggi su di loro su www.w7zoi.net ). Questi amplificatori funzionano senza trasformatori e forniscono un'eccellente terminazione su entrambi i lati. Questo è un requisito fondamentale per i ricetrasmettitori bidirezionali come μBITX. Usiamo quattro blocchi di questi amplificatori in questo ricetrasmettitore. Il blocco amplificatore ha un guadagno di 16 db e OIP3 di circa +20 dbm misurato all'interno del μBITX.

Questo amplificatore fa tre cose importanti contemporaneamente:

fornisce il guadagno necessario per superare le perdite nel seguente filtro passa banda a 45 MHz,

fornisce un'adeguata terminazione a banda larga al mixer a tutte le frequenze HF,

fornisce un'adeguata impedenza di guida per il filtro passa-banda da 45 MHz.

FILTRO PASSA BANDA DA 45 MHz
I filtri a cristallo bipolari da 45 MHz sono ora ampiamente disponibili a basso costo da fonti online. Abbiamo usato questo per eliminare il lavoro di dover progettare la sintonizzazione di un filtro passa banda e anche per fornire una migliore selettività all'inizio del percorso del segnale del ricetrasmettitore.
Il filtro da 45 MHz richiede un'impedenza di terminazione di 500 ohm su entrambe le porte. Utilizziamo una semplice rete L per abbinare il filtro alle due estremità del front-end e al 2° mixer IF.
Nota: per il prototipo abbiamo utilizzato un filtro passa-banda a tre sezioni sintonizzato in serie a 45 MHz. Questo filtro è stato volutamente mantenuto un po' largo per eliminare la necessità di doverlo sintonizzare. Costruttori più inclini alla sperimentazione possono scegliere di utilizzare bobine con avvolgimento in aria con schermatura adeguata per questo stadio.

2a CONVERSIONE
Il secondo mixer RF converte in basso i 45 MHz IF a 12 MHz. È un altro mixer a diodi a doppio bilanciamento standard, seguito da un altro clone dell'amplificatore RF utilizzato nel front-end. Per invertire la banda laterale tra USB e LSB, il secondo oscillatore viene commutato tra 33 MHz e 57 MHz. Questo è controllato dal software di μBITX.

FILTRO SSB 12 MHz
La topologia della scala è ora migliorata con l'idea suggerita da G3UUR. La sovrapposizione dei cristalli alle due estremità del filtro a scala regolare della topologia di Cohn appiattisce realmente la risposta e migliora anche le perdite. Usiamo un filtro ladder a sei sezioni in quanto possiamo permetterci perdite leggermente più alte dato che abbiamo ottenuto un guadagno sufficiente dalle fasi precedenti.
Cristalli di recupero sono disponibili a basso costo e sono adatti allo scopo. La Q più bassa di questi cristalli comporta perdite maggiori. Siamo in grado di gestire le perdite più elevate aumentando il guadagno nei secondi amplificatori RF che a loro volta producono un IIP3 leggermente più basso (misurato in circa +5 dbm) a distanza ravvicinata.
Il filtro da 12 MHz richiede una terminazione da 200 ohm su entrambe le estremità. Raggiungiamo questo scopo attraverso trasformatori 1:4 con le robuste terminazioni da 50 ohm. Avere cura di terminare correttamente i filtri è il segreto per avere una bella uscita audio.

(De) MODULATORE
Il segnale di post-filtro è abbastanza forte da non richiedere un amplificatore IF, quindi lo portiamo direttamente ad un modulatore (de)modulatore composto da due diodi accoppiati. È importante utilizzare diodi accoppiati quì poiché lo stesso circuito viene anche usato per modulare durante la trasmissione.
I controlli di bilanciamento sono circuiti fastidiosi, sono facilmente sbilanciati e impostarli correttamente è più difficile che trovare due diodi con la stessa resistenza diretta e unirli in coppia. Un'opzione più semplice è ordinare semplicemente una piccola quantità di economico BAT54S che viene fornito come coppia pre-abbinata al costo di per pochi centesimi ciascuno.
Usiamo il restante output CLK # 0 del Si5351 per pilotare il BFO. La portante è permanentemente fissata per generare il segnale della banda laterale superiore. La banda laterale viene invertita girando il secondo oscillatore tra 33 MHz e 57 MHz. Quando il secondo oscillatore è a 33 MHz, la banda laterale superiore si propaga in entrambi i modi senza inversione come 33 + 12 = 45 MHz. Quando il secondo oscillatore è a 57 MHz, il 45 MHz viene generato come 57-12 = 45 MHz. Si noti che nel secondo caso, il segnale a 45 MHz diminuirà in frequenza mentre il segnale a 12 MHz viene sottratto da 57 MHz, ottenendo così l'inversione della banda laterale. Saranno necessari alcuni minuti di lavoro con carta e matita per capire come funziona.

AUDIO

Il preamplificatore audio è derivato dal semplice amplificatore audio del ricevitore a conversione diretta MicroR1. Questo deve essere il blocco circuitale più semplice della radio, ma ha il maggior guadagno nell'intera catena di ricezione. Usare meno dispositivi attivi nella catena di amplificatori è davvero la soluzione migliore per avere l'audio a bassa distorsione.
L'amplificatore audio nell'hardware aggiornato (uBITX revisione 4) utilizza un amplificatore audio a bassa distorsione fatto da transistor discreti. L'amplificatore audio precedente era pensato per pilotare in uscita un auricolare. Può adesso essere collegato anche ad un piccolo altoparlante. E' possibile, se necessario, sostituirlo con qualsiasi altro amplificatore audio di tua scelta.
Un 2N7000 viene utilizzato per silenziare l'audio dal percorso del segnale durante la trasmissione. Impedisce che il rumore del circuito T/R causi fastidiossi rientri ( clack) nell'output degli altoparlanti.

strong>SIDETONE CW
Il sidetone CW viene generato come un'onda quadra da Arduino. Passa attraverso un filtro passa-basso RC all'amplificatore audio durante i periodi di inattività della chiave (tasto)

TRASMISSIONE
La trasmissione è in realtà lo stesso flusso di segnale ma nella direzione opposta. l'ingresso microfonico ha una resistenza di polarizzazione per consentire microfoni del tipo electret. L'uscita del filtro passa-basso è circa -10dbm. La catena di trasmissione ha due amplificatori di classe A2 a banda larga 2N3904 che aumentano la potenza a circa +13 dbm.
La catena di trasmissione utilizza come driver quattro comuni 2N3904 in contenitore plastico in modalità push-pull. I 2N3904 hanno un guadagno sufficiente per poter essere utilizzati anche fino a 30 MHz. I 2N2219 utilizzati in precedenza avevano bassi guadagni alle frequenze più alte.
Due IRF510 sono utilizzati in push-pull nello stadio finale. Gli IRF510 sono tra i preferiti dagli homebrewer e costano poco: una considerazione importante se li fai esplodere accidentalmente.
Gli amplificatori push-pull annullano in modo significativo le armoniche di ordine pari. Quattro filtri armonici sono sufficienti per fornire più di 43 db di soppressione delle spurie in uscita.